MOS管開(kāi)關(guān)時(shí)的米勒效應(yīng)是如何形成的及如何消除米勒效應(yīng)-KIA MOS管
信息來(lái)源：本站 日期：2019-05-22
米勒效應(yīng)（Miller effect）是在電子學(xué)中，反相放大電路中，輸入與輸出之間的分布電容或寄生電容由于放大器的放大作用，其等效到輸入端的電容值會(huì)擴(kuò)大1+K倍，其中K是該級(jí)放大電路電壓放大倍數(shù)。
雖然一般密勒效應(yīng)指的是電容的放大，但是任何輸入與其它高放大節(jié)之間的阻抗也能夠通過(guò)密勒效應(yīng)改變放大器的輸入阻抗。
米勒效應(yīng)在電子電路中，應(yīng)用很廣泛
（1）密勒積分
在集成運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)增益A很高的情況下，展寬積分線性范圍，提高運(yùn)算精度，獲得了廣泛的運(yùn)用。
（2）用米勒電容補(bǔ)償，消除自激反應(yīng)
由于米勒電容補(bǔ)償后的頻率響應(yīng)，是一種在0dB帶寬不受損失的情況下, 使集成運(yùn)算放大器沒(méi)有產(chǎn)生自激可能品質(zhì)優(yōu)良的“完全補(bǔ)償‘。同時(shí)，密勒效應(yīng)使小補(bǔ)償電容可以制作在基片上，從而實(shí)現(xiàn)了沒(méi)有外接補(bǔ)償元件的所謂“ 內(nèi)藏補(bǔ)償” 。
MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)過(guò)程，可以簡(jiǎn)單的理解為驅(qū)動(dòng)源對(duì)MOSFET的輸入電容（主要是柵源極電容Cgs）的充放電過(guò)程；當(dāng)Cgs達(dá)到門(mén)檻電壓之后， MOSFET就會(huì)進(jìn)入開(kāi)通狀態(tài)；當(dāng)MOSFET開(kāi)通后，Vds開(kāi)始下降，Id開(kāi)始上升，此時(shí)MOSFET進(jìn)入飽和區(qū)；但由于米勒效應(yīng)，Vgs會(huì)持續(xù)一段時(shí)間不再上升，此時(shí)Id已經(jīng)達(dá)到最大，而Vds還在繼續(xù)下降，直到米勒電容充滿電，Vgs又上升到驅(qū)動(dòng)電壓的值，此時(shí)MOSFET進(jìn)入電阻區(qū)，此時(shí)Vds徹底降下來(lái)，開(kāi)通結(jié)束。
由于米勒電容阻止了Vgs的上升，從而也就阻止了Vds的下降，這樣就會(huì)使損耗的時(shí)間加長(zhǎng)。（Vgs上升，則導(dǎo)通電阻下降，從而Vds下降）
米勒效應(yīng)在MOS驅(qū)動(dòng)中臭名昭著，他是由MOS管的米勒電容引發(fā)的米勒效應(yīng)，在MOS管開(kāi)通過(guò)程中，GS電壓上升到某一電壓值后GS電壓有一段穩(wěn)定值，過(guò)后GS電壓又開(kāi)始上升直至完全導(dǎo)通。為什么會(huì)有穩(wěn)定值這段呢？因?yàn)?，在MOS開(kāi)通前，D極電壓大于G極電壓，MOS寄生電容Cgd儲(chǔ)存的電量需要在其導(dǎo)通時(shí)注入G極與其中的電荷中和，因MOS完全導(dǎo)通后G極電壓大于D極電壓。米勒效應(yīng)會(huì)嚴(yán)重增加MOS的開(kāi)通損耗。（MOS管不能很快得進(jìn)入開(kāi)關(guān)狀態(tài)）
所以就出現(xiàn)了所謂的圖騰驅(qū)動(dòng)??！選擇MOS時(shí)，Cgd越小開(kāi)通損耗就越小。米勒效應(yīng)不可能完全消失。MOSFET中的米勒平臺(tái)實(shí)際上就是MOSFET處于“放大區(qū)”的典型標(biāo)志。用用示波器測(cè)量GS電壓，可以看到在電壓上升過(guò)程中有一個(gè)平臺(tái)或凹坑，這就是米勒平臺(tái)。
米勒效應(yīng)指在MOS管開(kāi)通過(guò)程會(huì)產(chǎn)生米勒平臺(tái)，原理如下。
理論上驅(qū)動(dòng)電路在G級(jí)和S級(jí)之間加足夠大的電容可以消除米勒效應(yīng)。但此時(shí)開(kāi)關(guān)時(shí)間會(huì)拖的很長(zhǎng)。一般推薦值加0.1Ciess的電容值是有好處的。
下圖中粗黑線中那個(gè)平緩部分就是米勒平臺(tái)。
刪荷系數(shù)的這張圖 在第一個(gè)轉(zhuǎn)折點(diǎn)處：Vds開(kāi)始導(dǎo)通。Vds的變化通過(guò)Cgd和驅(qū)動(dòng)源的內(nèi)阻形成一個(gè)微分。因?yàn)閂ds近似線性下降，線性的微分是個(gè)常數(shù)，從而在Vgs處產(chǎn)生一個(gè)平臺(tái)。
米勒平臺(tái)是由于mos 的g d 兩端的電容引起的，即mos datasheet里的Crss 。
這個(gè)過(guò)程是給Cgd充電，所以Vgs變化很小，當(dāng)Cgd充到Vgs水平的時(shí)候，Vgs才開(kāi)始繼續(xù)上升。
Cgd在mos剛開(kāi)通的時(shí)候，通過(guò)mos快速放電，然后被驅(qū)動(dòng)電壓反向充電，分擔(dān)了驅(qū)動(dòng)電流，使得Cgs上的電壓上升變緩，出現(xiàn)平臺(tái)。
t0~t1: Vgs from 0 to Vth.Mosfet沒(méi)通.電流由寄生二極管Df.
t1~t2: Vgs from Vth to Va. Id
t2~t3: Vds下降.引起電流繼續(xù)通過(guò)Cgd. Vdd越高越需要的時(shí)間越長(zhǎng).
Ig 為驅(qū)動(dòng)電流.
開(kāi)始降的比較快.當(dāng)Vdg接近為零時(shí),Cgd增加.直到Vdg變負(fù),Cgd增加到最大.下降變慢.
t3~t4: Mosfet 完全導(dǎo)通,運(yùn)行在電阻區(qū).Vgs繼續(xù)上升到Vgg.
平臺(tái)后期，VGS繼續(xù)增大，IDS是變化很小，那是因?yàn)镸OS飽和了。。。，但是，從樓主的圖中，這個(gè)平臺(tái)還是有一段長(zhǎng)度的。
這個(gè)平臺(tái)期間，可以認(rèn)為是MOS 正處在放大期。
前一個(gè)拐點(diǎn)前：MOS 截止期，此時(shí)Cgs充電，Vgs向Vth逼進(jìn)。
前一個(gè)拐點(diǎn)處：MOS 正式進(jìn)入放大期
后一個(gè)拐點(diǎn)處：MOS 正式退出放大期，開(kāi)始進(jìn)入飽和期。
當(dāng)斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(shí)(如驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓)，將會(huì)增大電容內(nèi)的電流：
I=C×dV/dt （1）
因此，向MOSFET施加電壓時(shí)，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如下圖所示。
在右側(cè)電壓節(jié)點(diǎn)上利用式(1)，可得到：
I
1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt) （2）
I2=Cgs×d(Vgs/dt) （3）
如果在MOSFET上施加?xùn)?源電壓Vgs，其漏-源電壓Vds 就會(huì)下降(即使是呈非線性下降)。因此，可以將連接這兩個(gè)電壓的負(fù)增益定義為：
Av=- Vds/Vgs （4）
將式(4)代入式(2)中，可得：
I1=Cgd×（1+Av）dVgs/dt （5）
在轉(zhuǎn)換(導(dǎo)通或關(guān)斷)過(guò)程中，柵-源極的總等效電容Ceq為：
Igate=I1+I2=(Cgd×(1+Av)+Cgs)×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt （6）
式中(1+Av)這一項(xiàng)被稱作米勒效應(yīng)，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當(dāng)柵-漏電壓接近于零時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生米勒效應(yīng)。
Cds分流最厲害的階段是在放大區(qū)。為啥？ 因?yàn)檫@個(gè)階段Vd變化最劇烈。平臺(tái)恰恰是在這個(gè)階段形成。你可認(rèn)為：門(mén)電流Igate完全被Cds吸走，而沒(méi)有電流流向Cgs。
注意數(shù)據(jù)手冊(cè)中的表示方法
Ciss=Cgs+Cgd
Coss=Cds+Cgd
Crss=Cgd
設(shè)計(jì)電源時(shí)，工程師常常會(huì)關(guān)注與MOSFET導(dǎo)通損耗有關(guān)的效率下降問(wèn)題。在出現(xiàn)較大RMS電流的情況下, 比如轉(zhuǎn)換器在非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)下工作時(shí)，若選擇Rds(on)較小的MOSFET，芯片尺寸就會(huì)較大，從而輸入電容也較大。也就是說(shuō)，導(dǎo)通損耗的減小將會(huì)造成較大的輸入電容和控制器較大的功耗。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率提高時(shí)，問(wèn)題將變得更為棘手。
圖1 MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的典型柵電流
圖2 MOSFET中的寄生電容
圖3 典型MOSFET的柵電荷
圖4 基于專用控制器的簡(jiǎn)單QR轉(zhuǎn)換器
圖5 ZVS技術(shù)消除米勒效應(yīng)
MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的典型柵電流如圖1所示。在導(dǎo)通期間，流經(jīng)控制器Vcc引腳的峰值電流對(duì)Vcc充電；在關(guān)斷期間，存儲(chǔ)的電流流向芯片的接地端。如果在相應(yīng)的面積上積分，即進(jìn)行篿gate(t)dt，則可得到驅(qū)動(dòng)晶體管的柵電荷Qg 。將其乘以開(kāi)關(guān)頻率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均電流。因此，控制器上的總開(kāi)關(guān)功率(擊穿損耗不計(jì))為：
Pdrv = Fsw×Qg×Vcc
如果使用開(kāi)關(guān)速度為100kHz 的12V控制器驅(qū)動(dòng)?xùn)烹姾蔀?00nC的MOSFET，驅(qū)動(dòng)器的功耗即為100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。
MOSFET的物理結(jié)構(gòu)中有多種寄生單元，其中電容的作用十分關(guān)鍵，如圖2所示。產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中的三個(gè)參數(shù)采取如下定義：當(dāng)源-漏極短路時(shí)，令Ciss = Cgs + Cgd；當(dāng)柵-源極短路時(shí)，令Coss = Cds +? Cgd；Crss = Cgd。
驅(qū)動(dòng)器實(shí)際為柵-源極連接。當(dāng)斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(shí)(如驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓)，將會(huì)增大電容內(nèi)的電流：
I=C×dV/dt
(2)
因此，向MOSFET施加電壓時(shí)，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如圖2所示。在右側(cè)電壓節(jié)點(diǎn)上利用式(2)，可得到：
I1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)
(3)I2=Cgs×d(Vgs/dt)
（7）式中(1-Av)這一項(xiàng)被稱作米勒效應(yīng)，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當(dāng)柵-漏電壓接近于零時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生米勒效應(yīng)。典型功率MOSFET的柵電荷如圖3所示，該圖通過(guò)用恒定電流對(duì)柵極充電并對(duì)柵-源電壓進(jìn)行觀察而得。根據(jù)式(6)，當(dāng)Ciss突然增大時(shí)，電流持續(xù)流過(guò)。但由于電容急劇增加，而相應(yīng)的電壓升高dVgs卻嚴(yán)重受限，因此電壓斜率幾乎為零，如圖3中的平坦區(qū)域所示。
圖3也顯示出降低在轉(zhuǎn)換期間Vds(t)開(kāi)始下降時(shí)的點(diǎn)的位置，有助于減少平坦區(qū)域效應(yīng)。Vds=100V時(shí)的平坦區(qū)域?qū)挾纫萔ds=400V時(shí)窄，曲線下方的面積也隨之減小。因此，如果能在Vds等于零時(shí)將MOSFET導(dǎo)通，即利用ZVS技術(shù)，就不會(huì)產(chǎn)生米勒效應(yīng)。
在準(zhǔn)諧振模式(QR)中采用反激轉(zhuǎn)換器是消除米勒效應(yīng)較經(jīng)濟(jì)的方法, 它無(wú)需在下一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)使開(kāi)關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，只要等漏極上的自然振蕩將電壓逐漸降至接近于零。與此同時(shí)，通過(guò)專用引腳可以檢測(cè)到控制器再次啟動(dòng)了晶體管。通過(guò)在開(kāi)關(guān)打開(kāi)處反射的足夠的反激電壓(N×[Vout+Vf])，即可實(shí)現(xiàn)ZVS操作，這通常需要800V(通用范圍)的高壓MOSFET?；诎采赖腘CP1207的QR轉(zhuǎn)換器如圖4所示，它可以直接使用高壓電源供電。該轉(zhuǎn)換器在ZVS下工作時(shí)的柵-源電壓和漏極波形如圖5所示。
總之，如果需要Qg較大的MOSFET，最好使反激轉(zhuǎn)換器在ZVS下工作，這樣可以減少平均驅(qū)動(dòng)電流帶來(lái)的不利影響。這一技術(shù)也廣泛應(yīng)用于諧振轉(zhuǎn)換器中。
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