解析電源交叉調(diào)整率問題與多路輸出電源交叉調(diào)整率無源設(shè)計(jì)方法

電源與反激式電源

電源是將其它形式的能轉(zhuǎn)換成電能的裝置。電源自“磁生電”原理，由水力、風(fēng)力、海潮、水壩水壓差、太陽能等可再生能源，及燒煤炭、油渣等產(chǎn)生電力來源。常見的電源是干電池（直流電）與家用的110V-220V 交流電源。

當(dāng)選擇一個(gè)可從單電源產(chǎn)生多輸出的系統(tǒng)拓?fù)鋾r(shí)，反激式電源是一個(gè)明智的選擇。由于每個(gè)變壓器繞組上的電壓與該繞組中的匝數(shù)成比例，因此可以通過匝數(shù)來輕松設(shè)置每個(gè)輸出電壓。在理想情況下，如果調(diào)節(jié)其中一個(gè)輸出電壓，則所有其他輸出將按照匝數(shù)進(jìn)行縮放，并保持穩(wěn)定。

如何提高反激式電源的交叉調(diào)整率

在現(xiàn)實(shí)情況中，寄生元件會(huì)共同降低未調(diào)節(jié)輸出的負(fù)載調(diào)整。我將進(jìn)一步探討寄生電感的影響，以及如何使用同步整流代替二極管來大幅提高反激式電源的交叉調(diào)整率。

例如，一個(gè)反激式電源可分別從一個(gè)48V輸入產(chǎn)生兩個(gè)1 A的12V輸出，如圖1的簡化仿真模型所示。理想的二極管模型具有零正向壓降，電阻可忽略不計(jì)。變壓器繞組電阻可忽略不計(jì)，只有與變壓器引線串聯(lián)的寄生電感才能建模。這些電感是變壓器內(nèi)的漏電感，以及印刷電路板（PCB）印制線和二極管內(nèi)的寄生電感。當(dāng)設(shè)置這些電感時(shí)，兩個(gè)輸出相互跟蹤，因?yàn)楫?dāng)二極管在開關(guān)周期的1-D部分導(dǎo)通時(shí)，變壓器的全耦合會(huì)促使兩個(gè)輸出相等。

圖1 該反激式簡化模型模擬了漏電感對(duì)輸出電壓調(diào)節(jié)的影響

考慮一下，當(dāng)您將100 nH的漏電感引入變壓器的兩根二次引線，并且將3μH的漏電與初級(jí)繞組串聯(lián)時(shí)，將會(huì)發(fā)生什么。這些電感可在電流路徑中建立寄生電感，其中包括變壓器內(nèi)部的漏電感以及PCB和其他元件中的電感。當(dāng)初始場(chǎng)效應(yīng)晶體管（FET）關(guān)斷時(shí)，初始漏電感仍然有電流流動(dòng)，而次級(jí)漏電感開啟初始條件為0 A的1-D周期。

變壓器磁芯上出現(xiàn)基座電壓，所有繞組共用。該基座電壓使初級(jí)漏電中的電流斜降至0 A，并使次級(jí)漏電電流斜升以將電流傳輸?shù)截?fù)載。當(dāng)兩個(gè)重載輸出時(shí)，電流在整個(gè)1-D周期持續(xù)流動(dòng)，輸出電壓平衡良好，如圖2所示。然而，當(dāng)一個(gè)重載輸出和另一個(gè)輕載輸出時(shí)，輕載輸出上的輸出電容傾向于從該基座電壓發(fā)生峰值充電；因?yàn)殡娏餮杆倩厣搅?，其輸出二極管將停止導(dǎo)通。請(qǐng)參見圖3中的波形。這些寄生電感的峰值充電交叉調(diào)節(jié)影響通常比整流器正向壓降單獨(dú)引起的要差得多。

圖2 輸出施加重載時(shí)，次級(jí)繞組電流在兩個(gè)次級(jí)繞組中流動(dòng)

圖3 重載次級(jí)1和輕載次級(jí)2，基座電壓對(duì)次級(jí)2的輸出電容器進(jìn)行峰值充電

無論負(fù)載如何，同步整流器有助于通過在整個(gè)1-D周期內(nèi)強(qiáng)制電流流入兩個(gè)繞組來減輕此問題。

圖4顯示了具有與圖3相同負(fù)載條件的波形，但用理想的同步整流器代替了理想的二極管。由于同步整流器在基座電壓降低后保持良好狀態(tài)，因此即使出現(xiàn)嚴(yán)重不平衡的負(fù)載，兩個(gè)輸出電壓也能很好地相互跟蹤。

雖然次級(jí)2的平均電流非常小，但均方根（RMS）含量仍然可以相當(dāng)高。這是因?yàn)?，與圖3中的理想二極管不同，同步整流器在整個(gè)1-D周期期間可強(qiáng)制連續(xù)電流流動(dòng)。有趣的是，電流在這一周期的大部分時(shí)間內(nèi)必須是負(fù)的，以保證低平均電流。

顯然，您犧牲更佳的調(diào)節(jié)以實(shí)現(xiàn)更高的循環(huán)電流。然而，這并不一定意味著總損耗會(huì)更高。同步整流器的正向壓降通常遠(yuǎn)低于二極管，因此同步整流器在較高負(fù)載下的效率通常要好得多。

圖4 用同步整流器代替二極管以強(qiáng)制電流在兩個(gè)次級(jí)繞組中流動(dòng)

漏電感對(duì)交叉調(diào)節(jié)的影響

您可以在圖5中看到對(duì)交叉調(diào)節(jié)的影響。1號(hào)輸出上的負(fù)載在1A時(shí)保持穩(wěn)定，而2號(hào)輸出上的負(fù)載則在10 mA到1A之間起伏。在低于100 mA的負(fù)載下，當(dāng)使用二極管時(shí)，由于基座電壓峰值充電的影響，交叉調(diào)節(jié)嚴(yán)重降低。請(qǐng)記住，您之所以只看到漏電感的影響，是因?yàn)樵谶@些模擬中使用的是理想的二極管和理想的同步整流器。當(dāng)考慮電阻和整流器的正向壓降影響時(shí)，使用同步整流器的優(yōu)勢(shì)會(huì)進(jìn)一步凸顯。

因此，為了在多輸出反激式電源中實(shí)現(xiàn)卓越的交叉調(diào)節(jié)效果，請(qǐng)考慮使用同步整流器。此外，您還可能提高電源的效率。

圖5 兩個(gè)輸出之間的交叉調(diào)節(jié)

其中1號(hào)輸出上的1-A負(fù)載保持穩(wěn)定，而2號(hào)輸出上的負(fù)載不斷變化，從而凸顯了同步整流器如何減輕漏電感的影響。

多路輸出電源交叉調(diào)整率的無源設(shè)計(jì)方法

反激電源多路輸出交叉調(diào)整率的產(chǎn)生原因和改進(jìn)方法，理論上反激電源比正激電源更使用于多路輸出，但實(shí)際上反擊電源的多路輸出交叉調(diào)整率比正激電源更難做，理解交叉調(diào)整率非常重要的一點(diǎn)是，傳遞到副邊的電流是如何被副邊的多路輸出所分配的，文中會(huì)指出最初傳遞到副邊電流的大多數(shù)會(huì)傳遞到漏感最小的那一路輸出。如果這一路沒有用做開關(guān)管PWM的反饋控制，那么它的峰值就會(huì)很高。相反，如果這一路用于開關(guān)管PWM的反饋控制，那么其他路的輸出就會(huì)受到降低。

另外一個(gè)于交叉調(diào)整率相關(guān)的非常重要的特征就是非反饋繞組輸出的匝數(shù)。具體來講，為了保正輸出電壓在規(guī)定的誤差范圍內(nèi)，需要增加或減少他們的匝數(shù)或者是調(diào)節(jié)反饋反饋繞組的輸出。為了使所有的輸出在一定的誤差范圍內(nèi)，這必然會(huì)增加調(diào)試的時(shí)間。在許多情況下，往往需要增加額外的線性或開關(guān)穩(wěn)壓電路來解決由于交叉調(diào)整率帶來多路輸出電壓不能達(dá)到規(guī)定誤差范圍內(nèi)的問題。

很多人做反激電源時(shí)都遇到這個(gè)問題，一路輸出穩(wěn)定性非常好，但多路輸出時(shí)沒有直接取反饋的路的電壓會(huì)隨其他路的負(fù)載變化而劇烈變化，這是什么原因呢？

原來，在MOS關(guān)斷，次級(jí)輸出時(shí)能量的分配是有規(guī)律的，它是按漏感的大小來分配，具體是按匝比的平方來分配（這個(gè)可以證明，把其他路等效到一路就可得出結(jié)果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感為（7/3）（平方）*1=5.4uH，則兩路輸出的電流變化率是一樣的，沒有交叉調(diào)整率的問題，但如果漏感不匹配時(shí)，就會(huì)有很多方面影響到輸出調(diào)整率：

1.次級(jí)漏感，這是明顯的；

2.輸入電壓，如果設(shè)計(jì)不是很連續(xù)，則在高壓時(shí)進(jìn)入DCM狀態(tài)，DCM時(shí)由于電流沒有后面的平臺(tái)，漏感影響更顯著。

改進(jìn)方法：

1. 變壓器工藝，讓功率比較大，電壓比較低的繞組最靠近初級(jí)，其漏感最小，電壓比較高，功率比較小的遠(yuǎn)離初級(jí)，這樣就增加了其漏感。

2. 電路方法，電壓輸出較高的繞組在整流管前面加一個(gè)小的磁珠或一個(gè)小的電感，人為增加其漏感，這樣電流的變化率就接近于主輸出，電壓就穩(wěn)定。

3. 電壓相近的輸出，如：3.3V、5V，按我們的解釋其漏感應(yīng)該差別很小，這時(shí)就要把這兩個(gè)繞組繞在同一層里面，甚至有時(shí)候5V要借用3.3的繞組，也就是所謂的堆疊繞法，來保證其漏感比。

另外有時(shí)候電壓不平衡是由于算出的匝數(shù)不為整數(shù)造成的，如半匝，當(dāng)然半匝是有辦法繞的，但半匝的繞法也是很危險(xiǎn)的（可參考其他資料），這時(shí)我們可以通過二極管的壓降來調(diào)整，如12V用7匝，5V用3匝，如果發(fā)現(xiàn)12V偏高，則12V借用5V的3匝，但剩下的4匝的起點(diǎn)從5V輸出的整流管后面連接，則12V的整流管的壓降為兩組輸出整流管的壓降和，如：0.5（5V）+0.7（12V）=1.2V，另外12V輸出負(fù)載變化時(shí)，其電流必然引起5V整流管的壓降變化，也就是5V輸出變化，而5V的變化會(huì)通過反饋調(diào)整，這樣也間接控制了12V。

多路輸出反激變換器往往只對(duì)主輸出采用閉環(huán)反饋穩(wěn)壓，而輔輸出則開環(huán)不反饋。當(dāng)變壓器為理想以及二極管壓降可忽略時(shí)，在連續(xù)導(dǎo)通CCM模式下，多路輸出反激變換器的主、輔輸出的電壓都比較穩(wěn)定。但由于變壓器的非理想性(存在漏感以及線圈電阻)以及二極管壓降不可忽略，當(dāng)主、輔輸出負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，輔輸出由于開環(huán)，其輸出電壓會(huì)發(fā)生較大變化，交叉調(diào)整率比較差。

對(duì)于多路輸出的情況,通常只有輸出電壓低、輸出電流變化范圍大的一路作為主電路進(jìn)行反饋調(diào)節(jié)控制,以保證在輸入電壓及負(fù)載變化時(shí)保持輸出電壓穩(wěn)定。理想情況下,輔助輸出電壓與主輸出電壓滿足變壓器匝數(shù)比的關(guān)系,即只要使主輸出電壓保持穩(wěn)定,則輔助輸出電壓也能保持穩(wěn)定。

但實(shí)際上由于受變壓器各個(gè)繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數(shù)等的影響,輔助輸出電壓隨輸出負(fù)載的變化而變化。通常當(dāng)主輸出滿載,輔助輸出輕載時(shí),輔助輸出電壓將升高; 而當(dāng)主輸出輕載,輔助輸出滿載時(shí),輔助輸出電壓將降低。 這就是多路輸出的負(fù)載交叉調(diào)整率問題。

目前,改進(jìn)多路輸出開關(guān)電源的交叉調(diào)整率的方法可分為無源和有源兩類。有源的方法(加后級(jí)調(diào)節(jié)控制) 雖然具有高穩(wěn)壓精度,但電源的可靠性、效率和復(fù)雜性不如無源的方法好。

四種改善多路輸出開關(guān)電源交叉調(diào)整率的無源設(shè)計(jì)方法

1. 輸出電壓加權(quán)反饋控制

利用加權(quán)的原理,把主輸出電壓和輔助輸出電壓按一定的權(quán)重比例進(jìn)行取樣反饋,從而使輔助輸出電壓也能像主輸出電壓一樣,能夠?qū)φ伎毡绕鸬揭欢ǖ恼{(diào)節(jié)作用,使輔助輸出電壓的變化得到一定程度的改善,從而提高輸出電壓的交叉調(diào)整率。

2. 各路輸出濾波電感的耦合

通過電感耦合,使多路輸出電流變化量相互感應(yīng),改善電感電流脈動(dòng),從而保持多路輸出電壓間的比例關(guān)系,改善負(fù)載交叉調(diào)整率。

3. 變壓器各繞組耦合優(yōu)化

對(duì)多路輸出的電源,其輸出阻抗直接決定了輸出電壓的變化,輸出阻抗與各輸出繞組間的漏感成正比,而初、次級(jí)繞組的耦合程度對(duì)輸出阻抗也有很大影響,所以設(shè)計(jì)多路輸出高頻變壓器要使各輸出繞組間緊密耦合,且輸出電流變化范圍大的繞組(主輸出繞組) 與初級(jí)繞組要耦合的最好,這些都有利于提高交叉調(diào)整率。

4. 鉗位電路的設(shè)計(jì)

漏感會(huì)導(dǎo)致變壓器電壓的尖峰,對(duì)于反激變換器,該尖峰會(huì)直接引起輔助輸出輕載時(shí)輸出電壓的攀升。如果能保持嵌位電壓的大小略高于次級(jí)反射電壓,則多路輸出反激式開關(guān)電源的交叉調(diào)整率能得到極大的改進(jìn)。四種改善多路輸出開關(guān)電源交叉調(diào)整率的無源設(shè)計(jì)方法。

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